保险丝的相关说明
2016-07-14
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1.正常工作电流在25℃条件下运行，保险丝的电流额定值通常要减少25%以避免有害熔断。大多数传统的保险丝其采用的材料具有较低的熔化温度。因此，该种保险丝对环境温度的变化比较敏感。例如一个电流额定值为10A的保险丝通常不推荐在25℃环境温度下在大于7.5A的电流下运行。
2．电压额定值保险丝的电压额定值必须等于或大于有效的电路电压。一般标准电压额定值系列为32V、125V、250V、600V。
3．电阻保险丝的电阻在整个电路中并不重要。由于安培数小于1的保险丝电阻只有几个欧姆，所以在低压电路中采用保险丝时应考虑这个问题。大部分的保险丝是用温度系数为正的材料制造的，因此，就有冷电阻和热电阻之分。
4．环境温度保险丝的电流承载能力，其实验是在25℃环境温度条件下进行的，这种实验受环境温度变化的影响。环境温度越高，保险丝的工作温度就越高，其寿命也就越短。相反，在较低的温度下运行会延长保险丝的寿命。
5．熔断额定容量也称为致断容量。熔断额定容量是保险丝在额定电压下能够确实熔断的最大许可电流。短路时，保险丝中会多次通过比正常工作电流大的瞬时过载电流。安全运行要求保险丝保持完整的状态(无爆裂或断裂)并消除短路。
智能
对于大多数采用电感的非同步整流升压型开关变换器，其输入和输出之间都存在一条直流通路，如图1所示。该通路的存在会造成两种不良后果：其一，一旦输出短路或严重过载时间超出几百毫秒将导致二极管（通常为肖特基二极管）过热损坏；其二，当由于某种原因，比如人为关闭，使开关振荡电路停止工作，负载端仍然有电压存在，只是比输入端低一个二极管的管压降而已，这时输出仍会消耗能量。除此之外，如果该残存电压低于负载稳态工作电压范围，将使电路处于不确定状态。
对于输出电流相对较小的应用场合（小于5A），利用单片电流模式控制器和高端电流取样技术，上述两个问题都可以很好地解决。在这些电路中，二极管被一同步整流开关三极管取代，因此通过关闭内部开关三极管就可把输入输出通路截断，这样一来，负载端对输入端来说就呈高阻状态，而这正是所希望的结果。在正常工作状态，电路内部的高端取样电阻对负载电流周期性地进行采样，因此避免了因过流导致灾难性后果出现。因此，内部过热保护电路为变换器提供了安全工作区（SAO）。
其中MAX668是一个开关控制器，由它完成升压功能。电流反馈型升压控制器（MAX668）驱动低端逻辑电平N沟道增强型MOSFET，该开关管通过低端电流取样电阻到地。高端开关是一肖特基二极管，选择它主要是它具有低的正向导通压降。由图可见，升压变换器的拓扑基本结构未被破坏。本应用中，MAX668把3.3V电压变为5V，负载电流可达3A。
其中P沟道增强型MOSFET——Q1是实现负载断路的关键元件。当MAX668在关闭模式时，二极管D1仍然导通，使得MAX810L的电源端的电压为3.3V减去二极管D1的管压降。由于MAX810L的复位门槛电平为4.65V，因此其RESET端输出为高电平，迫使Q1关断，从而使负载与输入电源断开。MAX668通过外部反馈电阻网络设定5V输出电压。当输出电压超MAX810L的复位门槛电平时，其内部单稳电路开始工作并延时约240ms。之后，MAX810L的输出变低，使Q1导通。
Q1导通之后，MAX810L一直监测输出电压以确定输出是否过流。过载将会导致输出电压下降，当它低于MAX810L门槛电平时，MAX810L的输出经过20μs的延迟后由高变低，从而关断Q1并使负载断开。由于MAX668的升压作用，MAX810电源端电压又会高于其门槛电平，240ms的复位延迟时间后，MAX810L输出再次由高变低，开通Q1并自动再次连通负载。上述过程会一直周期性重复下去，除非移去多余负载或将MAX668关闭使其停止工作。因此MAX810L和开关Q1一起构成了一个固态开关（电子保险丝）。
MAX810L（微功耗器件）具有非平衡推挽输出级。当对外输出电流时，它等效于一个6kΩ电阻；当从外汲取电流时，它等效于一个125Ω的电阻。当导通或关断Q1时，由于MAX810L的电阻阻止了Q1的密勒电容和栅源电容快速充放电，因此使开关瞬态过程得以减慢。假定Q1总的等效电容为5000pF时，则MAX810汲取电流时（等效于125Ω电阻）大电流三极管的RC电路的时间常数约为0.6μs。整个导通过程电压瞬态响应时间大约为10RC=6μs。完全关断同样开关Q1的时间大约是完全导通时间的48倍。
当外部负载或C2在启动瞬间要汲取较大电流时，快速导通Q1可能使MAX810输入电压低于其复位门槛电压从而导致复位出现，因此在图2基础上再增加一RC网络以减缓其开通过程，合适地选择R、C可使负载连接过程延续到几个MAX668开关工作周期，使MAX668的输出电压一直高于MAX810的复位门槛电压。假如R、C使Q1的导通时间延长，同时也延长了关断时间。因此需要在电阻上并联一肖特基二极管，以加速当负载过载时关闭Q1的进程。
为了获得增强型通道及较低的导通电阻，上述电路均需要采用逻辑电平控制的P沟道MOSFET，如果Q1的导通电阻值较大且在其两端产生较大的压降（特别是低输出电压应用场合或负载离电源的距离较远时），则应该从Q1漏极端反馈电压调节输出。设计电路时，必须最小化寄生参数同时仔细考虑电路布局。利用一个SOT23封装的低电压模拟开关（MAX4544）可实现上述远端调节，该开关受控于MAX810L的输出，如图4所示。
根据MAX4544产品参数，其最低工作电压为2.7V。由于输入电压为3.3V，而肖特基的正向管压降为0.3V，因此即使该升压变换处于关闭模式，MAX4544（及MAX810）也处于工作状态。此时，MAX810输出高电平，MAX4544的公共端COM与其常开端NO（Q1的源极）相连。当MAX668使能时，与MAX4544公共端相连的电阻网络为MAX668提供反馈电压。由于5V电压时MAX4544的导通电阻最大可达60Ω，因此为了得到最小输出电压误差，反馈电阻的取值应该很大。由于3V工作电压时，MAX4544的导通电阻仅为120Ω，因此开关MAX4544引入的误差电压很小，即使低输出电压也是如此。
当使能升压变换器，且其输出电压超过MAX810的复位门槛电平并经过复位延迟后，MAX810的输出将由高变低，使Q1导通，连通负载。同时，MAX810输出的低电平使MAX4544的COM端与NC端（常闭端）接通，使得反馈电阻由Q1的源极切换至Q1的漏极，从而允许从远离变换器的负载端对输出电压进行调节。
上述MAX4544的开关过程也把MAX810的输入端从Q1的源极切换到Q1的漏极，这样一来，MAX810可以用来监测负载是否过载。
高压保险
高压熔丝在高压电塔与电线杆上，经常使用兼具启断开关功能的熔丝链开关 (Fuse Cutout)，作为输配电系统的过电流或短路保护。
2．电压额定值保险丝的电压额定值必须等于或大于有效的电路电压。一般标准电压额定值系列为32V、125V、250V、600V。
3．电阻保险丝的电阻在整个电路中并不重要。由于安培数小于1的保险丝电阻只有几个欧姆，所以在低压电路中采用保险丝时应考虑这个问题。大部分的保险丝是用温度系数为正的材料制造的，因此，就有冷电阻和热电阻之分。
4．环境温度保险丝的电流承载能力，其实验是在25℃环境温度条件下进行的，这种实验受环境温度变化的影响。环境温度越高，保险丝的工作温度就越高，其寿命也就越短。相反，在较低的温度下运行会延长保险丝的寿命。
5．熔断额定容量也称为致断容量。熔断额定容量是保险丝在额定电压下能够确实熔断的最大许可电流。短路时，保险丝中会多次通过比正常工作电流大的瞬时过载电流。安全运行要求保险丝保持完整的状态(无爆裂或断裂)并消除短路。
智能
对于大多数采用电感的非同步整流升压型开关变换器，其输入和输出之间都存在一条直流通路，如图1所示。该通路的存在会造成两种不良后果：其一，一旦输出短路或严重过载时间超出几百毫秒将导致二极管（通常为肖特基二极管）过热损坏；其二，当由于某种原因，比如人为关闭，使开关振荡电路停止工作，负载端仍然有电压存在，只是比输入端低一个二极管的管压降而已，这时输出仍会消耗能量。除此之外，如果该残存电压低于负载稳态工作电压范围，将使电路处于不确定状态。
对于输出电流相对较小的应用场合（小于5A），利用单片电流模式控制器和高端电流取样技术，上述两个问题都可以很好地解决。在这些电路中，二极管被一同步整流开关三极管取代，因此通过关闭内部开关三极管就可把输入输出通路截断，这样一来，负载端对输入端来说就呈高阻状态，而这正是所希望的结果。在正常工作状态，电路内部的高端取样电阻对负载电流周期性地进行采样，因此避免了因过流导致灾难性后果出现。因此，内部过热保护电路为变换器提供了安全工作区（SAO）。
其中MAX668是一个开关控制器，由它完成升压功能。电流反馈型升压控制器（MAX668）驱动低端逻辑电平N沟道增强型MOSFET，该开关管通过低端电流取样电阻到地。高端开关是一肖特基二极管，选择它主要是它具有低的正向导通压降。由图可见，升压变换器的拓扑基本结构未被破坏。本应用中，MAX668把3.3V电压变为5V，负载电流可达3A。
其中P沟道增强型MOSFET——Q1是实现负载断路的关键元件。当MAX668在关闭模式时，二极管D1仍然导通，使得MAX810L的电源端的电压为3.3V减去二极管D1的管压降。由于MAX810L的复位门槛电平为4.65V，因此其RESET端输出为高电平，迫使Q1关断，从而使负载与输入电源断开。MAX668通过外部反馈电阻网络设定5V输出电压。当输出电压超MAX810L的复位门槛电平时，其内部单稳电路开始工作并延时约240ms。之后，MAX810L的输出变低，使Q1导通。
Q1导通之后，MAX810L一直监测输出电压以确定输出是否过流。过载将会导致输出电压下降，当它低于MAX810L门槛电平时，MAX810L的输出经过20μs的延迟后由高变低，从而关断Q1并使负载断开。由于MAX668的升压作用，MAX810电源端电压又会高于其门槛电平，240ms的复位延迟时间后，MAX810L输出再次由高变低，开通Q1并自动再次连通负载。上述过程会一直周期性重复下去，除非移去多余负载或将MAX668关闭使其停止工作。因此MAX810L和开关Q1一起构成了一个固态开关（电子保险丝）。
MAX810L（微功耗器件）具有非平衡推挽输出级。当对外输出电流时，它等效于一个6kΩ电阻；当从外汲取电流时，它等效于一个125Ω的电阻。当导通或关断Q1时，由于MAX810L的电阻阻止了Q1的密勒电容和栅源电容快速充放电，因此使开关瞬态过程得以减慢。假定Q1总的等效电容为5000pF时，则MAX810汲取电流时（等效于125Ω电阻）大电流三极管的RC电路的时间常数约为0.6μs。整个导通过程电压瞬态响应时间大约为10RC=6μs。完全关断同样开关Q1的时间大约是完全导通时间的48倍。
当外部负载或C2在启动瞬间要汲取较大电流时，快速导通Q1可能使MAX810输入电压低于其复位门槛电压从而导致复位出现，因此在图2基础上再增加一RC网络以减缓其开通过程，合适地选择R、C可使负载连接过程延续到几个MAX668开关工作周期，使MAX668的输出电压一直高于MAX810的复位门槛电压。假如R、C使Q1的导通时间延长，同时也延长了关断时间。因此需要在电阻上并联一肖特基二极管，以加速当负载过载时关闭Q1的进程。
为了获得增强型通道及较低的导通电阻，上述电路均需要采用逻辑电平控制的P沟道MOSFET，如果Q1的导通电阻值较大且在其两端产生较大的压降（特别是低输出电压应用场合或负载离电源的距离较远时），则应该从Q1漏极端反馈电压调节输出。设计电路时，必须最小化寄生参数同时仔细考虑电路布局。利用一个SOT23封装的低电压模拟开关（MAX4544）可实现上述远端调节，该开关受控于MAX810L的输出，如图4所示。
根据MAX4544产品参数，其最低工作电压为2.7V。由于输入电压为3.3V，而肖特基的正向管压降为0.3V，因此即使该升压变换处于关闭模式，MAX4544（及MAX810）也处于工作状态。此时，MAX810输出高电平，MAX4544的公共端COM与其常开端NO（Q1的源极）相连。当MAX668使能时，与MAX4544公共端相连的电阻网络为MAX668提供反馈电压。由于5V电压时MAX4544的导通电阻最大可达60Ω，因此为了得到最小输出电压误差，反馈电阻的取值应该很大。由于3V工作电压时，MAX4544的导通电阻仅为120Ω，因此开关MAX4544引入的误差电压很小，即使低输出电压也是如此。
当使能升压变换器，且其输出电压超过MAX810的复位门槛电平并经过复位延迟后，MAX810的输出将由高变低，使Q1导通，连通负载。同时，MAX810输出的低电平使MAX4544的COM端与NC端（常闭端）接通，使得反馈电阻由Q1的源极切换至Q1的漏极，从而允许从远离变换器的负载端对输出电压进行调节。
上述MAX4544的开关过程也把MAX810的输入端从Q1的源极切换到Q1的漏极，这样一来，MAX810可以用来监测负载是否过载。
高压保险
高压熔丝在高压电塔与电线杆上，经常使用兼具启断开关功能的熔丝链开关 (Fuse Cutout)，作为输配电系统的过电流或短路保护。
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